UHF被動RFID標籤電路設計分析

超高頻被動RFID標籤由於其工作頻率高、讀寫距離遠、無需外接電源、製造成本低等優點，已成為RFID研究的重點方向之一，並可能在不久的將來成為RFID領域的主流產品。

一個完整的UHF被動RFID標籤由天線和標籤晶片組成。 其中，標籤晶片一般包括以下幾部分電路：功率恢復電路、電源穩壓電路、反向散射調變電路、解調電路、時脈提取/產生電路、啟動訊號產生電路、參考源產生電路、控制單元， 記憶。 被動RFID標籤晶片工作所需的能量完全來自讀卡機產生的電磁波的能量。 因此，功率恢復電路需要將標籤天線感應的UHF訊號轉換成晶片工作所需的直流電壓。 提供能量。

由於RFID標籤所處的電磁環境非常複雜，輸入訊號的功率可能會變化數百甚至數千倍。 因此，為了使晶片在不同場強下都能正常運作，必須設計可靠的電源穩壓電路。 。 調變解調電路是標籤與讀卡機之間通訊的關鍵電路。 目前，大多數UHF RFID標籤都採用ASK調變。 RFID標籤的控制單元是處理指令的數位電路。 為了使標籤進入讀卡機場後數位電路能夠正確重位，響應讀卡機的指令，必須設計可靠的啟動訊號產生電路，為數位單元提供重設訊號。

電源恢復電路

功率回收電路將RFID標籤天線接收到的UHF訊號經過整流、升壓轉換成直流電壓，為晶片工作提供能量。 功率恢復電路有許多可能的電路配置。 如圖所示是目前常用的幾種功率恢復電路。

在這些功率恢復電路中，並沒有最優的電路結構，每種電路都有各自的優點和缺點。 在不同的負載條件、不同的輸入電壓條件、不同的輸出電壓要求和可用的製程條件下，需要選擇不同的電路以達到最佳性能。 圖2(a)所示的多級二極體倍壓電路一般採用肖特基勢壘二極體。 它具有倍壓效率高、輸入訊號幅度小等優點，已廣泛應用。 但一般代工廠的常見CMOS製程不提供蕭特基勢壘二極體，這會給設計者在製程的選擇上帶來麻煩。 圖2(b)以PMOS管以二極體的形式連接取代了蕭特基二極體，避免了對製程的特殊要求。 這種結構的倍壓電路需要較高的輸入訊號幅度，並且在輸出電壓較高時具有較好的倍壓效率。 圖2(c)是傳統的二極體全波整流電路。 與Dickson倍壓電路相比，倍壓效果較好，但引入了較多的二極體元件，功率轉換效率普遍比Dickson倍壓電路稍低。 另外，由於其天線輸入端與晶片地分離，從天線輸入端到晶片看是完全對稱的電容隔直流結構，避免了晶片地與天線的相互影響。適合與對稱天線（如偶極天線）連接使用。 圖2(d)是許多文獻提出的全波整流電路的CMOS管方案。 在技術有限的情況下，可以獲得較好的功率轉換效率，並且對輸入訊號幅度的要求相對較低。

在一般被動UHF RFID標籤的應用中，出於成本考慮，希望晶片電路適合普通CMOS技術的製造。 遠距離讀寫的要求對功率恢復電路的功率轉換效率提出了更高的要求。 為此，許多設計者採用標準CMOS技術來實現肖特基勢壘二極體，因此可以方便地採用多級Dickson倍壓電路結構來提高功率轉換的性能。 圖3是普通CMOS製程製造的肖特基二極體的結構示意圖。 設計中，無需改變製程條件即可生產肖特基二極體流程步驟和遮罩產生規則，只需要對佈局進行一些修改。

在UMC 0.18um CMOS製程下設計的幾個蕭特基二極體的佈局。 它們的直流特性測試曲線如圖5所示。從直流特性的測試結果可以看出，採用標準CMOS製程製造的蕭特基二極體具有典型的二極體特性，開通電壓僅為0.2V左右，非常適合RFID標籤。

電源穩壓電路

當輸入訊號幅度較高時，電源穩壓電路必須能保證輸出的直流電源電壓不超過晶片所能承受的最大電壓； 同時，當輸入訊號較小時，穩壓電路消耗的功率應盡可能小。 以降低晶片的總功耗。

從調壓原理來看，調壓電路的結構可分為並聯調壓電路和串聯調壓電路兩種。

在RFID標籤晶片中，需要有一個電容值較大的儲能電容來儲存足夠的電荷供標籤接收調製訊號，並且在輸入能量較小的時刻（如（如 OOK 調製中沒有載波的時刻）。 ，維持晶片的供電電壓。 如果輸入能量過高，電源電壓升高到一定程度，穩壓電路中的電壓感測器就會控制漏電源釋放儲能電容上多餘的電荷，達到穩壓的目的。穩定。 圖7是並聯穩壓電路之一。 三個串聯的二極體D1、D2、D3和電阻器R1形成電壓感測器來控制洩放器M1的閘極電壓。 當電源電壓超過三個二極體的導通電壓總和時，M1的閘極電壓上升，M1導通，開始對儲能電容C1放電。

另一種穩壓電路的原理是採用串聯穩壓方案。 其原理圖如圖8所示。參考電壓源設計為與電源電壓無關的參考源。 輸出電源電壓經電阻分壓後與參考電壓比較，差值經運算放大器放大，控制M1管的閘極電位，使輸出電壓與參考源基本保持一致穩定狀態。

這種串聯穩壓電路可以輸出較精確的電源電壓，但由於M1管串聯在非穩壓電源和穩壓電源之間，當負載電流較大時，M1管上的壓降會造成更高的電壓。 電力流失。 因此，這種電路結構一般應用於功耗較小的標籤電路。

數據機解調電路

A。 解調電路

為了減少晶片面積和功耗，目前大多數被動RFID標籤都採用ASK調變。 對於標籤晶片的ASK解調電路，常用的解調方法是包絡檢波法，如圖2所示。 9.

包絡檢波部分和功率恢復部分的倍壓電路基本上相同，但不需要提供大的負載電流。 包絡檢波電路的末級並聯漏電流源。 當輸入訊號被調變時，輸入能量會減小，漏源降低包絡輸出電壓，以便後續的比較器電路可以判斷調變訊號。 由於輸入射頻訊號的能量變化範圍較大，因此必須動態調整漏源電流以適應近場和遠場不同場強的變化。 例如，如果漏電電源的電流較小，則在場強較弱時可以滿足比較器的需要，但當標籤處於場強較強的近場時，漏電流就不夠了。使檢測到的訊號出現較大幅度變化時，後級比較器無法正常運作。 為了解決這個問題，可以採用如圖10所示的洩漏源結構。

當輸入載波未調變時，洩放管M1的閘極電位與汲極電位相同，形成二極體連接的NMOS管，將包絡輸出箝位在M1的閾值電壓附近。 釷e M1上消耗的功率是平衡的； 當輸入載波被調變時，晶片的輸入能量減少，此時由於延遲電路R1和C1的作用，M1的閘極電位保持在原來的水平，M1漏放的電流保持不變，使得包絡輸出訊號的幅度迅速減小； 同樣，載波恢復後，R1和C1的延時使包絡輸出很快恢復到原來的高電位。 採用此電路結構，透過合理選擇R1、C1、M1的大小，可以滿足不同場強下的解調需求。 連接在包絡輸出後面的比較器電路也有多種選擇，常用的是遲滯比較器和運算放大器。

b. 調製電路

被動UHF RFID標籤一般採用後向散射調變方式，即透過改變晶片的輸入阻抗來改變晶片與天線之間的反射係數，從而達到調製的目的。 一般設計天線的阻抗和晶片的輸入阻抗，使其在不調製時接近功率匹配，調製時增加反射係數。 常用的後向散射方法是在天線的兩個輸入端之間並聯一個帶有開關的電容器，如圖11所示，調製訊號透過控制開關來決定電容器是否連接到晶片的輸入端，從而改變晶片的輸入阻抗。

啟動訊號產生電路

RFID標籤中的上電啟動重設訊號發生電路的作用是在電源恢復完成後為數位電路的開始工作提供重設訊號。 其設計必須考慮以下問題：如果電源電壓上升時間過長，重設訊號的高電平幅度較低，無法滿足數位電路重設的需要； 啟動訊號產生電路對電源波動較敏感，有可能引起誤動作； 靜態功耗必須盡可能低。

通常，被動RFID標籤進入現場後，電源電壓上升的時間是不確定的，可能會很長。 這就需要設計啟動訊號產生電路來產生與電源電壓相關的時刻的啟動訊號。 圖12所示為常見的啟動訊號發生電路。

其基本原理是利用電阻R0和NMOS管M1組成的支路產生相對固定的電壓Va，當電源電壓vdd超過NMOS管的閾值電壓時，Va的電壓基本上保持不變。 隨著vdd持續上升，當電源電壓達到Va+|Vtp|時，PMOS電晶體M0導通，使Vb上升，而在此之前，由於M0截止，Vb一直處於低電平。 此電路的主要問題是存在靜態功耗。 且由於CMOS製程下MOS電晶體的閾值電壓隨製程變化較大，因此容易受到製程偏差的影響。 因此，使用pn接面二極體來產生啟動電壓將大幅降低製程的不確定性，如圖2所示。 13.

當VDD上升到兩個pn接面二極體的導通電壓時，PMOS管M0的閘極等於電源電壓，PMOS管截止。 此時，電容C1上的電壓為低電位。 當VDD上升到兩個二極體的閾值電壓以上時，M0開始導通，而M1的閘極電壓保持不變，流經M1的電流保持不變，電容C1上的電壓逐漸增加。 當上升到反相裝置翻轉後，產生啟動訊號。 因此，本電路產生啟動訊號的時間取決於電源電壓是否達到兩個二極體的閾值電壓，穩定性較高，避免了一般啟動電路在電源電壓上升時過早啟動訊號的情況太慢了。 問題。

如果電源電壓上升過快，電阻R1和M0的閘極電容構成低通延遲電路，會使M0的閘極電壓無法快速跟上電源電壓的變化而保持在一個恆定值。低級。 此時M0會對電容C1充電，導致電路無法正常運作。 為了解決這個問題，引入了電容器C5。 如果電源電壓快速上升，電容C5的耦合作用可以使M0的閘極電位與電源電壓保持一致，避免電源電壓過低。出現上述問題。

此電路仍存在靜態功耗問題，可透過增加電阻值和合理選擇MOS管尺寸來減少靜態功耗的影響。 為了徹底解決靜態功耗問題，需要設計一個額外的回授控制電路，在啟動訊號產生後關閉這部分電路。 但需要特別注意回饋引入帶來的不穩定性。

被動UHF RFID晶片的設計困難圍繞著如何增加晶片的讀寫距離以及降低標籤的製造成本。 因此，提高功率回收電路的效率、降低整體晶片的功耗以及可靠地工作仍然是RFID標籤晶片設計中的主要挑戰。